Чтение онлайн

Пунктирными линиями на схеме показано возможное подключение дополнительного форсирующего конденсатора Cб, номинал которого определяется соотношением (1.8). Значительное увеличение емкости конденсатора Сб может привести к задержке переключения транзисторов с образованием паузы при переходе импульсного переменного напряжения через нулевое значение. Это может быть вызвано тем, что при малых напряжениях на базовых обмотках к базе каждого транзистора будет приложено небольшое запирающее смещение.

Для снижения пульсаций выходного напряжения в фильтре вторичной цепи может использоваться дроссель Lф, но применение индуктивных элементов во вторичных цепях автогенераторных схем имеет свои особенности. Дело в том, что выпрямленный ток, протекающий через дроссель фильтра во время коммутации транзисторов и смены полярности импульсного напряжения, не может измениться мгновенно, сохраняя свое значение некоторое время практически постоянным. Этот фактор оказывает дополнительное негативное влияние на процесс переключения. Если в выпрямителе установлены диоды с большим временем рассасывания зарядов, то при смене полярности импульсного напряжения оба диода на какой-то промежуток времени оказываются открытыми, замыкая накоротко вторичную обмотку трансформатора. Во вторичной цепи происходит мгновенное увеличение нагрузки, в результате чего снизится приведенное к первичной обмотке сопротивление, что приведет к нарушению условия возникновения автоколебаний. В колебательном процессе может возникнуть пауза, а на нагрузке произойдет увеличение амплитуды пульсаций. Интервал восстановления условий автоколебаний будет зависеть от времени восстановления обратного сопротивления диодов и уменьшения тока через дроссель фильтра. Таким образом, если в выпрямителе будет установлен дроссель большой индуктивности, это может привести к срыву колебаний автогенератора.

Установка в выпрямителе безинерционных диодов значительно сокращает время протекания переходного процесса, в этом случае дроссель увеличивает вносимое эквивалентное сопротивление. Но рекомендации, приводимые в литературе, указывают на желательное использование чисто емкостных фильтров во избежание нежелательного влияния на работу автогенератора.

Преобразователи с насыщающимся трансформатором находят применение в устройствах с частотами генерации 20–50 кГц. Основным недостатком этих преобразователей является наличие всплесков тока коллектора в момент выключения транзисторов, что приводит к увеличению потерь и неполному использованию транзисторов по току. В этом отношении лучшие характеристики имеют преобразователи автогенераторного типа, построенные на основе переключающего трансформатора. Они работают в линейной области кривой намагничивания магнитопровода трансформатора.

Схема преобразователя с переключающим трансформатором представлена на рис. 1.10.

Рис. 1.10. Схема преобразователя с переключающим трансформатором

В отличие от всех схем, приведенных выше, преобразователь, показанный на рис. 1.10, наряду с силовым трансформатором TV1 содержит дополнительный трансформатор управления TV2. Диоды VD1 и VD2, подключенные к базовым переходам транзисторов, выполняют защитные функции, ограничивая напряжение перехода база-эмиттер Uбэ. Трансформатор TV1 работает без захода рабочей точки в область насыщения. Управление коммутацией силовых транзисторов осуществляется переключающим трансформатором TV2. Резистор Rос, установленный в цепи обмотки обратной связи, предназначен для снижения бросков коллекторного тока при коммутации силовых транзисторов. Когда происходит насыщение магнитопровода трансформатора TV2, падение напряжения на резисторе Rос резко возрастает, базовый ток открытого транзистора уменьшается, и он начинает переходить в активный режим, вызывая начало переключения транзисторов автогенератора. Частота переключения транзисторов автогенератора определяется параметрами трансформатора TV2 и может быть вычислена по формуле:

в которой

U1 – напряжение на обмотке W1;

W1 – число витков обмотки W1.

Значение остальных коэффициентов аналогично приведенным для выражения (1.7), только их значения должны соответствовать параметрам магнитопровода трансформатора TV2. Величина резистора Rос влияет на значение напряжения U1 обмотки W1 переключающего трансформатора TV2, поэтому изменением номинала резистора Rос в небольших пределах можно корректировать рабочую частоту преобразователя. Номинал резистора Rос определяется из следующего соотношения:

где

n1 = W2 /Wk – коэффициент трансформации силового трансформатора TV1.

Для обеспечения постоянного тока базы транзистора в течение всей длительности импульса переключающий трансформатор изготавливается на магнитопроводе с малым током намагничивания, а в базовые цепи включаются токоограничивающие резисторы Rб. Мощность переключающего трансформатора определяется максимальным током базы транзистора и напряжением на его вторичных (базовых) обмотках.

Реализация двухтактных автогенераторных схем предъявляет определенные требования к параметрам применяемых силовых транзисторов. Транзисторы должны быть однотипными и с максимально близкими параметрами. Так, большое различие коэффициентов передачи тока эмиттера h21э у транзисторов VT1 и VT2 может вызвать значительную асимметрию длительностей полупериодов импульсного переменного напряжения и подмагничивание выходного трансформатора TV1. Если сердечник трансформатора имеет прямоугольную петлю гистерезиса, то он постепенно перейдет в состояние насыщения. Во время коммутации тока на транзисторе с большим коэффициентом усиления будет наблюдаться всплеск коллекторного тока. На таком транзисторе будет рассеиваться больше тепловой энергии, чем на втором.

Во избежание насыщения сердечника магнитопровода выходного трансформатора TV1, он должен выполняться из материала с непрямоугольной петлей гистерезиса. Дополнительное симметрирование работы транзисторного каскада можно произвести подстройкой номиналов базовых резисторов Rб.

Заканчивая рассмотрение автогенераторных преобразователей напряжения, следует уделить внимание достоинствам и недостаткам их применения.

К неоспоримым достоинствам, представленных одно– и двухтактных схем можно отнести их относительную простоту и небольшое количество элементов для реализации силовой части. Применение таких схем рекомендуется в устройствах с потребляемой мощностью 30–40 Вт.

В заключение приведем наиболее существенные недостатки описанных выше вариантов автогенераторных высокочастотных преобразователей напряжения, ограничивающие их применение. К ним относятся:

• сложность получения симметричной формы импульсного сигнала и как следствие подмагничивание силового трансформатора, что ограничивает выходную мощность преобразователя;

• необходимость использования транзисторов с большим запасом по максимальным току и напряжению из-за возможных скачков тока и напряжения во время коммутационных процессов;

• помехи, возникающие во время коммутационных процессов, требуют тщательной дополнительной фильтрации, что может ограничивать их применение при работе с аналоговыми цепями;

• большая зависимость частоты автогенерации от параметров элементов схемы, первичного напряжения питания и температуры;

• возможная нестабильность работы при изменении нагрузки и критичность к параметрам цепи фильтрации вторичного напряжения (более подробное описание приведено в примере преобразователя с насыщающимся трансформатором);

• невозможность удовлетворительной регулировки уровня напряжения вторичной цепи прямым воздействием на автогенераторный каскад. Необходимость установки стабилизаторов во вторичной цепи и в этом случае существенное снижение КПД;

• трудность тестирования силового каскада преобразователя при проведении ремонтных работ.

Последний фактор имеет немаловажное значение. Режимы автогенератора рассчитываются с учетом реальных условий его функционирования и жестко от них зависят. Оценка и анализ отказа, особенно связанного с силовым каскадом, может проводиться только при отключенном напряжении питания. Безопасное включение сетевого преобразователя (с первичным питанием от 220 В) на пониженное напряжение в «щадящем» режиме для тестирования может оказаться бессмысленным, так как условия самовозбуждения не будут выполнены и преобразователь не запустится. Если произведенная замена неисправных элементов окажется неправильной или неполной, может произойти повторный отказ, и в результате выйдут из строя новые элементы. Ремонт таких источников требует особого внимания, предварительной подготовки и тщательного всестороннего анализа возникшей проблемы.

Перечисленные недостатки описанных выше преобразователей накладывают серьезные ограничения на их применение. В настоящее время более широко используются источники питания, структурная схема которых соответствует приведенной на рис. 1.2. Такие источники питания частично лишены недостатков, свойственных автогенераторным преобразователям. Они выгодно отличаются существенно большей экономичностью, предсказуемостью параметров, удобнее при проведении ремонтных и диагностических работ (эти вопросы будут подробно рассмотрены при описании методов поиска неисправностей в реальных схемах).

В значительной степени сложность и экономичность схемы источника питания зависит от выбранного способа управления силовым каскадом и методов стабилизации вторичных напряжений. Рассмотрим несколько возможных вариантов решения этих проблем.

1.2.2. Методы стабилизации напряжения в импульсных преобразователях напряжения

Как отмечалось выше, одним из основных преимуществ ИБП является возможность преобразования первичной электрической энергии с более высоким КПД по сравнению с обычными трансформаторными источниками питания. Чаще всего это достигается за счет стабилизации выходного напряжения воздействием на процесс функционирования силового усилительного каскада преобразователя напряжения. Только в многоканальных ИБП с различными нагрузочными возможностями каналов при необходимости применяются дополнительные линейные или импульсные стабилизаторы вторичного напряжения.

Для стабилизации величины выходного напряжения используются методы регулирования количества энергии, поступающей во вторичную цепь. Основными среди них являются: ШИМ, ЧИМ и релейная стабилизация напряжения. Эти методы отличаются способами воздействия на силовой (усилительный) каскад высокочастотного преобразователя, активные элементы которого работают в ключевом режиме. Как правило, система управления выполняется на маломощных компонентах, представляющих собой комбинацию аналоговых и цифровых элементов. Согласно рис. 1.2 узел регулирования состоит из:

• измерительной цепи, определяющей отклонение реальной величины напряжения нагрузки от номинального значения;

• схемы управления – формирователя конечной формы ВЧ сигнала, непосредственно воздействующего на силовые элементы преобразователя. В состав этого узла включены элементы, которые согласуют уровни сигналов и нагрузочную способность каскадов;

• задающего генератора – маломощная схема формирования колебаний с базовыми характеристиками, которые подвергаются изменениям в схеме управления.

Принцип действия ШИМ стабилизации заключается в изменении длительности импульсов, усиливаемых силовым каскадом, без коррекции собственно частоты колебаний и их амплитуды. Длительность импульсов, формируемых схемой управления, должна быть обратно пропорциональна величине напряжения на нагрузке. Процесс стабилизации вторичного напряжения с помощью ШИМ представлен на рис. 1.11а. Кривая Uн отражает изменение напряжения на нагрузке при отсутствии стабилизации. Характер изменения длительности импульсов в зависимости от Uн показан на графике Um(t), временная шкала содержит отметки кратные Т – условному периоду следования импульсов.

В отличие от предыдущего способа, ЧИМ стабилизация характеризуется модификацией частоты управляющего сигнала при постоянной длительности импульсов. На качественной диаграмме отработки частотным модулятором изменения напряжения Uн, приведенной на рис. 1.11 б, показано изменение частоты импульсов, обратно пропорциональное значению Uн.

Рис. 1.11. Графическая иллюстрация работы стабилизаторов вторичного напряжения: а – с ШИМ, б – с ЧИМ, в – релейная стабилизация

В релейной системе стабилизации цепи управления отслеживают изменения напряжения на нагрузке и, когда его значение выходит за пределы допустимой зоны стабилизации, производится формирование импульсов, при воздействии которых и происходит «подкачка» энергии в цепь нагрузки. На рис. 1.11в изменением управляющего импульсного сигнала Um(t) изображено регулирование уровня напряжения на нагрузке Uн. Уровнями Uпор.1 и Uпор.2 задан диапазон, в рамках которого должно находиться Uн. Генерация импульса начинается в момент понижения Uн ниже уровня Uпор.2, а прекращается при его возрастании более установленного Uпор.1. Как видно из рисунка, частота следования импульсов и их длительность варьируется в широких пределах и определяется свойствами нагрузки.

Диаграммы показывают качественную сторону регулирования и не отражают реальную картину процессов с учетом задержек срабатывания схем и погрешностей измерений.

Способ ШИМ стабилизации, несмотря на некоторое схемотехническое усложнения узла по сравнению с двумя другими методами, нашел наиболее широкое применение на практике. Поэтому этот метод стабилизации вторичного напряжения будет рассмотрен наиболее подробно. ШИМ регуляторы имеют следующие преимущества:

• обеспечение высокого КПД и поддержание основной частоты преобразования независимо от изменения напряжения первичного питания и величины нагрузки. При этом частота пульсаций на нагрузке имеет постоянное значение, что важно при проектировании и использовании фильтров с расчетными характеристиками и может быть критичным для нагрузок с различным характером входного сопротивления;

• возможность применения цепей синхронизации частоты с внешним задающим генератором, обладающим заданными параметрами.

Все магнитопроводы имеют определенные ограничения по частотным характеристикам, поэтому стабильность частоты ШИМ преобразователя позволяет наиболее правильно выбирать материал сердечника для них и эффективно использовать их возможности.

Структурная схема ШИМ регулятора и его подключение к каскадам ПН представлена на рис. 1.12.

Рис. 1.12. Структурная схема ШИМ регулятора

Напряжение на нагрузке в общем случае может быть произвольным, и поэтому устройство сравнения подключается к ней через делитель напряжения. Кроме того, предполагается, что напряжение на нагрузке находится в пределах, определяемых диапазоном регулировки, и во время работы в ней не возникает нештатной ситуации (короткое замыкание и т. п.). Устройство сравнения вырабатывает сигнал рассогласования, знак которого определяется соотношением сравниваемых входных сигналов – опорного напряжения и напряжения с выхода делителя напряжения. После необходимого усиления сигнал рассогласования Uр и сигнал специальной формы Uф, выдаваемый формирователем опорного сигнала, подаются на второе устройство сравнения и компаратор напряжения. Компаратор выполняет квантование входного сигнала рассогласования. После компаратора сигнал управления Uи приобретает форму импульсов с заданными частотой и длительностью. Устройство согласования выполняет усиление импульсного сигнала управления до уровня и мощности, необходимой для возбуждения усилителя мощности. Временное положение выходных импульсов компаратора относительно сигнала специальной формы зависит от выбранного метода формирования последнего.

Формирователь сигналов специальной формы может генерировать три вида сигналов заданной частоты: треугольной формы (рис. 1.13а), прямой пилы (положительное нарастание напряжения) (рис. 1.13б) и обратной пилы (рис. 1.13в).

Рис. 1.13. Формирование импульсов ШИМ регулятором при различных видах сигналов специальной формы: а – треугольный сигнал; б – прямой пилы; в – обратной пилы

На устройстве сравнения 2 проводится сопоставление текущих значений усиленного сигнала рассогласования Uр и сигнала специальной формы Uф. Из рис. 1.13а видно, что при совпадении величин этих сигналов происходит срабатывание компаратора. Импульс положительного напряжения на его выходе появляется в момент превышения напряжением Uф текущего значения Uр. На диаграмме для напряжения управления Uи видно, что формирование импульсного напряжения на выходе компаратора происходит с некоторым запаздываем по времени и уровню, что отражает реальную картину процессов в ШИМ регуляторе. Фронт (начало) импульса появляется, когда результирующее напряжение сравнения Uср совпадает с некоторым значением напряжения Δ. Спад (окончание) импульса формируется при значении Uср, равном – Δ. Этот эффект называют гистерезисом. Параметры гистерезиса зависят от скорости изменения напряжения Uср, а инерционность срабатывания элементов определяется временем рассасывания неосновных носителей в полупроводниковых приборах. В случае генерации сигнала треугольной формы сформированная импульсная последовательность имеет некоторое отклонение от частоты исходного сигнала специальной формы. В данном случае происходит модуляция импульсной последовательности как по длительности импульса, так и по частоте его следования.

На рис. 1.13б представлены временные диаграммы работы ШИМ регулятора, формирующего управляющую последовательность с модуляцией положения фронта импульса. В данном случае производится генерация пилообразного сигнала с положительным нарастанием напряжения. Фронт импульса (с учетом гистерезиса) начинает формироваться при совпадении напряжений Up и Uф на участке линейного нарастания последнего. Спад импульса жестко синхронизирован со спадом пилообразного напряжения. На нижней диаграмме рисунка показано, что спады импульсов следуют через одинаковые промежутки времени, равные периоду T пилообразного сигнала.

Использование генератора, формирующего пилообразный сигнал с линейным спадом пилообразного напряжения, приведено на рис. 1.13 в. Видно, что фронт импульса появляется в момент скачкообразного изменения пилообразного сигнала. Спад импульса сформирован при равенстве напряжений Up и Uф, когда Uф находится в интервале линейного спада. Таким образом, модуляция длительности импульса производится по его спаду. Фронты импульсов отстоят друг от друга на одинаковые промежутки времени, равные периоду Т колебаний обратного пилообразного сигнала.

Структурная схема формирователя, реализующего принцип ШИМ управления согласно рис. 1.13б, изображена на рис. 1.14.

Рис. 1.14. Структурная схема формирователя ШИМ сигнала управления

Основные узлы формирователя ШИМ сигнала (см. рис. 1.14) могут быть выполнены как на дискретных компонентах, так и содержаться в одной интегральной микросхеме. Формирователь ШИМ включает в себя следующие элементы: генератор, ФПН, ИОН, линейные усилители DA1 – DA3, компаратор напряжения DA4, развязывающие диоды VD1 и VD2, делитель частоты на дваDD1, цифровые логические элементы DD2.1 – DD2.2, каскад сопряжения с силовой частью преобразователя напряжения КС. Обычно в схему ШИМ регулятора включен каскад для защиты преобразователя от короткого замыкания в нагрузке, для упрощения не показанный на рис. 1.14.

Буферный усилитель DA3 своими входами – вход 3 и вход 4 – подключается к выходной точке канала вторичного напряжения. Вместе с функциями буферизации этот усилитель нормирует уровень регулируемого напряжения (то есть выполняет функции делителя напряжения, приведенного на рис. 1.12) для возможности сопоставления его величины с номиналом источника опорного напряжения. Сравнение этих значений напряжения и выработка сигнала рассогласования производится усилителем DA2. Сигнал рассогласования через диод развязки VD2 подается на один из входов компаратора DA4. На второй вход компаратора поступает пилообразное напряжение, сформированное каскадом ФПН. Запуск каскада ФПН (начало линейного нарастания напряжения) и одновременный сброс процесса предыдущего периода происходит в момент прихода на него фронта импульса, вырабатываемого генератором. Генератор вырабатывает последовательность импульсов с относительно стабильными частотными характеристиками. Этим заканчивается работа ШИМ регулятора на уровне обработки аналоговых сигналов. Дальнейшее формирование ШИМ сигнала происходит цифровыми способами, при которых все активные элементы, включая и дискретные из КС, функционируют в ключевых режимах.

После отработки компаратором DA4 входных воздействий на его выходе появляется последовательность импульсов, синхронных с частотой пилообразного напряжения, но с модулированной длительностью самого импульса – цифровой ШИМ сигнал. Эта последовательность поступает на входы цифровых элементов DD2.1, DD2.2, выполняющих логическую функцию И (схема совпадения по высокому логическому уровню). На второй вход каждого из элементов схемы DD2 подается последовательность импульсов, частота которых в два раза ниже исходных, формируемых генератором. Понижение частоты в два раза происходит на элементе DD1 – D-триггере, включенном в режиме деления исходной частоты. Изменение состояния выходов триггера происходит при поступлении на его счетный вход С фронта импульса, формируемого генератором. На выходах триггера Q (прямой выход) и -Q (инверсный выход) в каждый момент времени сигналы противофазны. В моменты совпадения высоких уровней сигналов от компаратора и сигналов от делителя частоты (триггера) на входах элементов DD2 и на их выходах появляются импульсы высокого уровня. Периодичность импульсов на выходе каждого из элементов DD2 совпадает с периодом исходной частоты генератора деленной на два. Графически процесс работы ШИМ регулятора показан в виде диаграмм на рис. 1.15. Точки на схеме (см. рис. 1.14), для которых приведены эпюры напряжений, отмечены цифрами в кружочках. Для наглядности на второй диаграмме (см. рис. 1.15) кривые напряжений для точек 1 (пилообразное напряжение) и 2 (напряжение на выходе буферного усилителя DA1) совмещены.

Рис. 1.15. Диаграммы напряжений схемы ШИМ регулятора

Работа данного ШИМ регулятора осуществляется следующим образом: на каскад согласования КС от каждого из элементов схемы DD2 поступают две сдвинутые по времени последовательности импульсов. Это обусловлено спецификой построения силового каскада преобразователя напряжения. Длительность импульсов в каждой последовательности находится в обратно пропорциональной зависимости от текущей величины напряжения вторичной цепи (на нагрузке). Силовой каскад преобразователя находится в активном состоянии (передачи энергии) в нагрузку в течение действия на него модулированных по длительности импульсов. Так происходит регулировка выходного напряжения для поддержания его уровня в заданных пределах. Усилительный каскад DA1 предусмотрен для отключения (блокировки) схемы ШИМ регулятора во время резкого возрастания потребления тока в нагрузке. Входы схемы DA1 подключаются к датчику тока, установленному в цепи нагрузки. Пока разность потенциалов на входах DA1 не превышает заданной величины, то есть ток потребления нагрузки не выходит за верхнюю допустимую границу, ШИМ регулятор работает в обычном режиме. В момент возрастания тока нагрузки выше установленного предела на выходе DA1 напряжение повышается до величины, достаточной для открывания диода VD1. На катоде VD1 создается положительное напряжение, закрывающее диод VD2. Сигнал рассогласования, поступающий от усилителя ошибки DA2 на вход компаратора DA4, шунтируется. Напряжение, установленное на входе компаратора, вызывает резкое сужение импульсов, поступающих от него на цифровые схемы DD2.1 и DD2.2. Силовая часть преобразователя переходит в защищенный режим работы, принудительно ограничивая уровень энергии, передаваемой на КС. ШИМ регулятор автоматически восстанавливает работоспособность после устранения перегрузки по выходу.

1.2.3. Основные схемы транзисторных усилителей мощности

Выше на примерах построения автогенераторных схем были представлены силовые каскады транзисторных ИБП, также подробно описаны режимы работы элементов и приведены расчетные соотношения для компонентов, входящих в состав однотактных силовых каскадов. Основные положения по структуре каскадов, схемам включения силовых активных и индуктивных элементов справедливы и для случаев их использования в качестве усилителей мощности, то есть основных узлов для преобразователей напряжения с внешним управлением.

В заключение рассмотрим схему так называемого полумостового усилителя, широко применяющегося в импульсных источниках питания мощностью до 500 Вт. Упрощенная схема полумостового усилителя мощности представлена на рис. 1.16.

Рис. 1.16. Схема полумостового усилителя мощности

На рис. 1.16 представлены два силовых транзистора VT1 иVT2 и два конденсатора С1 и С2, образующие мостовую схему. В диагональ моста, между точкой соединения конденсаторов С1, С2 и точкой соединения эмиттера VT1 и коллектора VT2, подключается первичная обмотка трансформатора TV.

Действие схемы основано на поочередном открывании транзисторов VT1 и VT2, которые работают в ключевом режиме. Вывод первичной обмотки трансформатора TV, соединенный с транзисторами, попеременно подключается то к положительному полюсу первичного источника питания (VT1 открыт, VT2 закрыт), то к отрицательному полюсу (VT2 открыт, VT1 закрыт). В первом случае ток протекает через транзистор VT1 – обмотку трансформатора TV – конденсатор C2. Во втором случае – через конденсатор C1 – обмотку трансформатора TV – транзистор VT2. Таким образом, в каждом цикле работы преобразователя через первичную обмотку трансформатора TV протекает ток как в прямом, так и обратном направлениях. При одинаковых временных интервалах открывания каждого из транзисторов и равенстве емкостей конденсаторов C1 и C2 в точке их соединения устанавливается напряжение, равное половине напряжения питания – Uп/2. Переменное напряжение на первичной обмотке TV представляет собой импульсы прямоугольной формы, амплитуда которых близка к значению Uп/2. Полный размах импульсного напряжения на этой обмотке равен напряжению первичного источника питания.

Последовательность открывания транзисторов устанавливается внешней схемой управления, примером которой может служить ШИМ регулятор, выполненный в соответствии со схемами, приведенными на рис. 1.12 и рис. 1.14. Импульсные сигналы, эпюры напряжений которых показаны на двух нижних диаграммах рис. 1.15, могут быть поданы на базовые цепи транзисторов VT1 и VT2 для управления работой этого усилителя мощности. Если абстрагироваться от задачи регулирования вторичного напряжения, то основным назначением схемы управления является формирование корректных сигналов, исключающих протекание сквозных токов через транзисторы VT1 и VT2, и обеспечение симметрии выходного импульсного напряжения. Симметрирование работы силовых транзисторов благоприятно отражается на их тепловом режиме. Максимальное напряжение коллектор-эмиттер каждого из транзисторов в схеме полумостового усилителя равно напряжению питания Uп.

Амплитуду импульсного тока при заданной выходной мощности в нагрузке Рн можно рассчитать по формуле:

где:

Uomin – минимальное значение напряжения питания силового каскада преобразователя;

γmax – коэффициент заполнения, который рассчитывается по формуле (1.6);

ηи – КПД источника питания.