Визуальное моделирование электронных схем в PSPICE
Шрифт:
Аналогичную функцию имеют и V3, V4, V5 и V7. Коллектор V3 управляет коллектором V11.
Как и во всех двухтактных усилителях, потенциалы баз двух комплементарных транзисторов V9 и V11 отличаются только на константное постоянное напряжение. В рассматриваемой схеме ровно на 68 В. Обычно потенциал двух названных баз передвигается одним единственным активным транзистором, причем тогда несколько диодов или один стабилитрон должны обеспечивать имеющуюся разницу между базами V9 и V11. В рассматриваемой схеме для этого используются два (сдвинутых по потенциалу) формирователя, а именно два дифференциальных усилителя.
Теперь стало ясно, каким образом сокращается количество используемых компонентов: один из двух дифференциальных усилителей заменяется источником постоянного напряжения значением 68 В. В результате получается схема, изображенная на рис. 11.2.
Рис. 11.2. Выходной МОП-транзисторный каскад с источником напряжения значением 68 В
Напряжение смещения на выходе упрощенной схемы легко регулируется, так как теперь потенциометр Rpot должен обеспечивать питанием всего лишь один единственный транзистор. Поэтому значение R было изменено на SET=0.35. Это соответствует разделению сопротивления потенциометра в соотношении RO/RU=650 Ом/350 Ом.
Для новой схемы понадобилось всего десять транзисторов и в общей сложности пятьдесят компонентов. Таким образом, эта схема остается в пределах допустимых границ демонстрационной версии. Итак, основная проблема, стоявшая перед вами при моделировании в демонстрационной версии, устранена.
Теперь остается только решить вопрос, как заполучить недостающие компоненты, то есть транзисторы и светоизлучающие диоды. Однако эту проблему вы решили еще при установке программы PSPICE на жесткий диск своего компьютера: перед тем как начать работу с книгой, вы, четко следуя инструкции по инсталляции, дополнительно установили файлы, содержащие недостающие компоненты. (Как вы помните, эти компоненты находятся в библиотеках схемных обозначений MISC.slb и библиотеке моделей SAMPLE.lib.) Затем, следуя руководству в начале третьей части, подключили эти файлы к программе PSPICE. Убедитесь, что теперь все необходимые компоненты можно найти в окнах просмотра компонентов.
В следующей главе мы проведем моделирование этой схемы. Для того чтобы вы могли проверить, насколько упрощенный вариант способен к воспроизведению рабочих характеристик оригинальной схемы, описанные в книге анализы были проведены с помощью полной версии программы PSPICE. Если у вас возникнет желание, вы можете дополнительно провести моделирование упрощенной схемы и убедиться в идентичности полученных результатов.
Глава 12
Моделирование и изменение схем
Эта глава посвящена анализу схемы МОП-транзисторного усилителя. Особое внимание уделено тому, насколько похожи результаты измерения и моделирования схемы и чем обусловлены различия.
В табл. 12.1 приведены наиболее важные результаты измерения МОП-транзисторного усилителя, изображенного на рис. 11.1.
Таблица 12.1. Результаты измерения МОП-транзисторного усилителя
| Атрибут | Описание |
|---|---|
| Эффективная полоса пропускания (3 дБ) при 35 Вт/8 Ом | 1.5 Гц–125 кГц |
| Скорость нарастания фронта с входным фильтром | 20 В/мкс |
| Отношение сигнал/шум (при 1 Вт/8 Ом) | > 99 дБА |
| Гармонические искажения (60 Вт/1 кГц/8 Ом) | < 0.005% |
В этой главе аналогичные данные будут получены путем моделирования, а затем сопоставлены с результатами измерения. [39]
12.1. Эффективная полоса пропускания
Прежде всего, используя указанные в журнале Elektor значения, определим путем моделирования эффективную 3-dB-полосу пропускания при выходной мощности 35 Вт и сопротивлении нагрузки RH равном 8 Ом.
Возможно, некоторым незнакомо понятие 3-dB-полоса пропускания. Однако речь здесь идет не о чем ином, как о прекрасно известной любому электронщику «нормальной» полосе частот, на границах которой выходное напряжение падает до 70.7%. Разница состоит лишь в том, что 3-dB-падение напряжения соответствует падению напряжения до 70.7% от максимального значения, в то время как 3-dB-падение мощности означает падение мощности до 50% от ее максимального значения. Согласно известному отношению между напряжением и мощностью Р=U²/R, при заданном значении сопротивления мощность падает ровно до 50% тогда, когда напряжение падает до 70.7%.
39
Результаты сопоставления данных измерения с данными, полученными при моделировании, вы найдете в табл. 12.2. При желании вы можете пока пропустить страницы с описанием сложных анализов, проведенных с помощью PSPICE, в ходе которых были получены данные для сравнения. Не опасайтесь, что это помешает вашей дальнейшей работе с книгой.
По данным журнала Elektor, ширина полосы частот измерялась при мощности равной 35 Вт. 35 Вт выходной мощности преобразуются на нагрузочном резисторе сопротивлением 8 Ом, когда действующее значение выходного напряжения составляет 16.7 В, то есть когда его амплитуда составляет 24 В. Для этого в выходных МОП-транзисторных каскадах требуется, чтобы амплитуда входного напряжения составляла 1 В. На рис. 12.1 изображена частотная характеристика выходного напряжения. Нижняя граничная частота находится на уровне fmin=1.5 Гц, верхняя — на уровне fmax=127 кГц.
Рис. 12.1. Частотная характеристика выходного напряжения МОП-транзисторного усилителя
Установленная с помощью моделирования эффективная полоса пропускания составляет от 1.5 Гц до 127 кГц.
12.2. Скорость нарастания фронта
Крутизна фронта va усилителя определяется по минимальному времени ta, которое необходимо этому усилителю, чтобы изменить выходное напряжение на Dua в диапазоне от 10% до 90% максимального неискаженного значения. Крутизна фронта определяется отношением va=Dua/ta. Без ощутимых искажений выходной МОП-транзисторный каскад позволяет модулирование амплитуды входного напряжения до 1.44 В.
При моделировании характеристики формирования фронта управление усилителя будет осуществляться с помощью источника напряжения VPWL (Voltage Source Partwise Linear). Как и все прочие источники напряжения, VPWL находится в библиотеке SOURCE.slb. Используя этот источник, можно заранее определить временную характеристику напряжения, задав пары значений времени и напряжения, которые связываются линейно (рис. 12.2).
Рис. 12.2. Окно атрибутов источника напряжения VPWL с заданными значениями
Рис. 12.3. Диаграмма выходного напряжения
Чтобы смоделировать характеристику формирования фронта выходного напряжения, были заданы следующие пары значений времени и напряжения:
0с/0В; 1нс/1.44В; 7мкс/1.44В; 7.001мкс/-1.44В; 17мкс/-1.44В; 17.001мкс/1.44В; 21мкс/1.44В
После проведения анализа переходных процессов на экране PROBE была получена диаграмма, изображенная на рис. 12.3, где при RH=8 Ом происходит нарастание входного напряжения из-за того, что прямоугольное входное напряжение имеет амплитуду 1.44 В.
Скорость нарастания фронта выходного напряжения составляет 20 В/мкс.
12.3. Отношение сигнал-шум
Следующее, что нам предстоит определить, - отношение сигнал/шум при выходной мощности 1 Вт и сопротивлении нагрузки 8 Ом. Для этого амплитуда выходного напряжения должна составлять 4 В, что соответствует амплитуде входного напряжения, равной примерно 0.17 В.
Отношение сигнал/шум рассчитывается по формуле:
An = 20 * log[(Uaeff/(Uneff * vB)],